1 引言
隨著人們對(duì)節(jié)能的重視程度越來(lái)越高，高壓大功率場(chǎng)合日益需要對(duì)高電壓大功率電機(jī)進(jìn)行變頻控制。多電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使得igbt等功率開(kāi)關(guān)器件可以應(yīng)用在該場(chǎng)合中，并且與普通的二電平逆變器相比，在相同載波頻率下，逆變器的開(kāi)關(guān)頻率要低一些，輸出波形的諧波分量會(huì)更少一些，這樣不僅減少了諧波損耗與開(kāi)關(guān)損耗，提高了系統(tǒng)的效率，同時(shí)也減少了對(duì)周?chē)h(huán)境的電磁干擾。本文著重對(duì)廣泛應(yīng)用的二極管箝位型三電平逆變器中常用的脈寬調(diào)制方法進(jìn)行了分析與比較。
2 三電平逆變器常見(jiàn)pwm方法[1][2][3]
圖1 二極管箝位型三電平逆變器一相結(jié)構(gòu)圖
圖1為日本學(xué)者nabae于上世紀(jì)80年代提出的中點(diǎn)帶一對(duì)箝位二極管與二主管串聯(lián)的三電平逆變器主電路方案[2](又稱(chēng)中點(diǎn)箝位式即npc:neutral point clamped)。其特點(diǎn)是:每一相可供輸出的電壓有三種:p、o、n(o由兩個(gè)電容c1、c2分壓得到);每相橋臂由四個(gè)主管串聯(lián)組成，電源的中性點(diǎn)o由二只二極管d5、d6引出，分別接到上下橋臂的中間。各主管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)與該相輸出電壓之間的關(guān)系如附表所示。
附表 一相四個(gè)主管開(kāi)關(guān)狀態(tài)與該相輸出電壓
2.1 方法ⅰ采用上下兩個(gè)等腰三角形載波的spwm
圖2 上下三角形載波spwm示意圖
如圖2所示，該方法采用上、下兩個(gè)等腰三角形載波(ｕtu、ｕtd)與三相對(duì)稱(chēng)的正弦調(diào)制波(ｕa、ｕb、ｕc)相比較，以決定逆變器每相主管的開(kāi)關(guān)模式。三相的工作原理相同，例如對(duì)a相來(lái)說(shuō)，當(dāng)調(diào)制波位于ｕtu之上時(shí)，a相就處在表1所示的開(kāi)關(guān)模式1中;當(dāng)ｕa處于ｕtu之下時(shí)，該相就處在附表中的開(kāi)關(guān)模式3;而當(dāng)ｕa處于ｕtu、ｕtd兩者之間時(shí)，該相就處在附表中的開(kāi)關(guān)模式2。
該方法實(shí)現(xiàn)方便，但是當(dāng)調(diào)制比m＞1時(shí)就超出了線(xiàn)性調(diào)制區(qū)，故而直流回路電壓利用率不高。改進(jìn)的方法詳見(jiàn)2.4節(jié)。
2.2 方法ⅱ采用錯(cuò)開(kāi)90°相位的等腰三角形調(diào)制波的spwm
圖3 錯(cuò)開(kāi)90°相位的等腰三角形調(diào)制波的spwm示意圖
一般的spwm方式中，三角載波初始相位對(duì)于正弦波而言為0或π。本方法將等腰三角形的相位錯(cuò)開(kāi)90°，且相對(duì)于正弦波的1/4周期呈對(duì)稱(chēng)分布，如圖3所示。圖3中還給出了相電壓波形，對(duì)其進(jìn)行傅里葉分析，可知它的諧波分量要比傳統(tǒng)spwm方式小些(注意載波比要取成3的奇數(shù)倍)。這種改進(jìn)的spwm方式適用于由igbt構(gòu)成的三電平逆變器，脈沖頻率允許取得高一些，為1～3khz或更高。當(dāng)用于主牽引逆變器時(shí)可取1khz左右，若用于輔助系統(tǒng)的逆變器時(shí)可取得再高些。
2.3 方法ⅲ注入三次諧波的spwm
圖4 注入三次諧波spwm方法示意圖
2.1節(jié)已經(jīng)指出，傳統(tǒng)spwm中間回路直流電壓利用率不高，采用參考文獻(xiàn)[4]等所述方法，向三相調(diào)制波中注入三次諧波后再與三角載波進(jìn)行調(diào)制，那么就可以提高15％左右的電壓利用率。與圖2相比(調(diào)制比為0.5)，下圖4中也可以看出，注入三次諧波后，調(diào)制波的峰值已經(jīng)降低了，變成了馬鞍波。按這種方法得到的相電壓波形中含有較高的3的整數(shù)倍次諧波，但對(duì)于電機(jī)等懸空中點(diǎn)的負(fù)載而言，這些諧波不會(huì)影響負(fù)載的運(yùn)行狀況。
2.4 方法ⅳ抑制中點(diǎn)電位偏移的spwm
圖5 (a) 傳統(tǒng)雙三角載波spwm示意圖 (b) 浮動(dòng)載波的spwm示意圖
當(dāng)三平逆變器某一相處于附表中的開(kāi)關(guān)模式2時(shí)，該相輸出電壓為逆變器的中點(diǎn)電壓。當(dāng)逆變器負(fù)載運(yùn)行時(shí)，中點(diǎn)就會(huì)向負(fù)載提供電流或吸取負(fù)載電流。由于中點(diǎn)電位是靠電容分壓形成且電容容量有限，當(dāng)中點(diǎn)流入、流出的電荷量不等時(shí)，就會(huì)造成中點(diǎn)電位偏移零電位。這時(shí)上下電容電壓不再相等，逆變器輸出電壓波形就會(huì)發(fā)生畸變;同時(shí)中點(diǎn)電位的偏移也對(duì)主管的耐壓提出了更高的要求。
圖5(a)是傳統(tǒng)雙三角載波spwm示意圖，圖5(b)則是采用浮動(dòng)雙三角載波的spwm示意圖，兩圖均是對(duì)三角載波半個(gè)周期進(jìn)行放大后的結(jié)果，采樣時(shí)刻發(fā)生在三角波的波峰與波谷。圖5中粗黑線(xiàn)表示各相輸出零電位的時(shí)間，從圖5(a)中看出，各相輸出零電位的時(shí)間分別為ta、tb與tc，它們一般不相等。當(dāng)采樣周期足夠小的時(shí)候，可以認(rèn)為各相電流近似不變，那么在一個(gè)采樣周期內(nèi)從中點(diǎn)流出與流入的電荷總量可以表示為:
(1)
一般情況下，上式中的dq≠0，因而中點(diǎn)電位就會(huì)隨之變化。由于dq會(huì)呈現(xiàn)周期性的變化，所以中點(diǎn)電位也會(huì)出現(xiàn)相應(yīng)周期性的波動(dòng)。但如果負(fù)載較大的話(huà)，波動(dòng)的幅度還是較大的。如果要抑制中點(diǎn)電位的偏離，可以想法使式(1)滿(mǎn)足dq=0。圖5(b)正是為抑制中點(diǎn)電位變化而提出的兩個(gè)三角形載波可上下浮動(dòng)的spwm方法。三角波的浮動(dòng)規(guī)則為:上調(diào)制波utu的最小值與三相調(diào)制波中的最小值保持一致;下調(diào)制波utd的最大值與三相調(diào)制波中的最大值保持一致;兩個(gè)三角波在每個(gè)采樣周期內(nèi)幅值變化量均為2。這樣從圖5(b)中可看出，三相電壓調(diào)制波均處于utu和utd之間，每一相接通零電位的時(shí)間分別為:
、
、
另外，從圖中的平行四邊形中可知:
所以有ta=tb=tc，進(jìn)而
δq=iata+ibtb+ictc=(ia+ib+ic)ta (2)
對(duì)于常見(jiàn)的三相三線(xiàn)負(fù)載，ia+ib+ic=0，所以(2)式中的dq=0。這樣就可以在每個(gè)采樣周期內(nèi)均維持中點(diǎn)電位不變。這種改進(jìn)的spwm方法可消除中點(diǎn)電位的偏移，但從圖5(b)還可以看出:①浮動(dòng)三角載波的確定會(huì)增加一些運(yùn)算量;②開(kāi)關(guān)動(dòng)作會(huì)有所增加，所以中點(diǎn)電位的抑制是以增加逆變器開(kāi)關(guān)頻率為代價(jià)的。
2.5 方法ⅴ采用120o導(dǎo)電的正余弦形參照波的spwm
這種方法中的調(diào)制波不再是一般的正弦波形，而是120o正余弦參照波，如圖6所示。假定原正弦參照波的解析表達(dá)式為:
ua=uamcos(ωt)
那么參照波的解析表達(dá)式就改為:
(3)
上式中的，這時(shí)從空間向量理論分析可知，三相對(duì)稱(chēng)的正余弦參照波的空間向量軌跡與原三相對(duì)稱(chēng)的正弦參照波的空間向量的軌跡是同一個(gè)圓。
從圖6中可以看出:
圖6 120°導(dǎo)電正余弦形參照波spwm示意圖
在一周期內(nèi)，約有120o電角度沒(méi)有進(jìn)行調(diào)制，所以主管的脈沖頻率將會(huì)減少約1/3。所以它非常適用于大功率主管開(kāi)關(guān)頻率較低的情況。
ua1與ua2的交點(diǎn)出有u`am=1.5uam。所以當(dāng)調(diào)制比較大時(shí)，u`am會(huì)較早地超過(guò)1，因此過(guò)早地進(jìn)入非線(xiàn)性調(diào)制區(qū)域，故而本方法適用于較小調(diào)制比的工況。
圖中的載波比為15，但是輸出的電壓波形并不呈現(xiàn)1/4周期對(duì)稱(chēng)，若將載波比改為3的偶數(shù)倍，才會(huì)呈1/4周期對(duì)稱(chēng)。
3 各種方法之比較[1][3][4][5]
這里運(yùn)用matlab/simubbbb仿真軟件包對(duì)上述各種spwm方法進(jìn)行了各項(xiàng)內(nèi)容的分析與比較。
本文仿真中，正弦調(diào)制波的頻率為50hz，載波比為21。圖7與圖8都是采用matlab中的stem命令畫(huà)出的各種方法的諧波分析結(jié)果，每個(gè)圖的橫坐標(biāo)均表示頻率(以諧波次數(shù)為單位)，縱坐標(biāo)表示基波與各次諧波的幅值(已經(jīng)進(jìn)行了標(biāo)幺化處理)。兩圖分別對(duì)應(yīng)調(diào)制比為0.5和1.1的情況，且各自的圖(a)～(e)分別對(duì)應(yīng)上述從2.1節(jié)到2.5節(jié)中的五種方法，圖(f)對(duì)應(yīng)的是方法ⅴ，不過(guò)此時(shí)載波比設(shè)定的是24。
各種方法的基波分量均可達(dá)到所需的0.5。
載波處的諧波以方法ⅲ、ⅳ為較大，而后者最大;以方法ⅴ為較小。從圖e)中還可看出:載波比為奇數(shù)時(shí)會(huì)出現(xiàn)偶次諧波;而為偶數(shù)時(shí)則不會(huì)出現(xiàn)偶次諧波。
從整個(gè)頻域范圍內(nèi)看，前兩種方法諧波分布基本相同，后三種方法都有較大的3次諧波;另外方法ⅳ載波的邊頻較窄，且幅值較小，而ⅲ、ⅴ載波邊頻較寬，且都有較大的幅值，其中以后者更大。
此外，還對(duì)各種方法輸出的線(xiàn)電壓波形的總諧波畸變率(thd%)進(jìn)行了計(jì)算，前四種基本相近，方法ⅴ的較大。
圖8 m＝1.1時(shí)各種pwm方法諧波分布圖
從圖8中可以看出:
由于m>1，所以只有方法ⅲ、ⅳ才能輸出該電壓，其余三種均不能，其中又以方法ⅴ輸出的為最低，因此該方法對(duì)直流回路電壓利用率為最低。
各種方法載波處的諧波分量都較圖7有了很大的降低。
從整個(gè)頻域范圍內(nèi)看，各種方法的多數(shù)諧波分量都較圖7有不同程度的增加。后三種方法仍有較大的3次諧波。方法ⅳ載波附近的諧波分量有了較大程度的增加。而方法ⅴ的載波邊頻拓寬了很多。
此外，各種方法輸出線(xiàn)電壓總諧波畸變率(thd%)中:前兩種中等，方法ⅲ的最小，方法ⅴ的較大，而方法ⅳ的為最大。
當(dāng)三電平逆變器輸出較高電壓時(shí)，有時(shí)還采用對(duì)稱(chēng)單脈沖控制方法，該方法低次諧波分量較大，高次諧波較小;中點(diǎn)電位的偏移也較前面各種脈寬調(diào)制方法更大;但是逆變器的開(kāi)關(guān)頻率是最低的。
4 結(jié)束語(yǔ)
本文對(duì)變頻交流傳動(dòng)領(lǐng)域內(nèi)三電平逆變器中常用的幾種正弦脈寬調(diào)制方法進(jìn)行了詳細(xì)的分析，同時(shí)結(jié)合仿真的結(jié)果對(duì)各種方法在直流電壓利用率、中點(diǎn)電位的偏移以及各自在頻域內(nèi)的諧波分布特點(diǎn)等進(jìn)行了比較與總結(jié)，可以為具體應(yīng)用提供參考以便選擇較為合適的方法。
：鞏經(jīng)理
：13915946763
：南京塞姆泵業(yè)有限公司
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