1 引言
電力電子裝置在電力系統(tǒng)中的廣泛應(yīng)用，給公用電網(wǎng)造成了嚴(yán)重的諧波污染。交直變換在整個(gè)電力電子裝置中所占的比例很大，絕大多數(shù)dc電源都需要通過ac電源進(jìn)行整流來(lái)獲取。目前，常規(guī)的整流裝置采用二極管或晶閘管相控整流，但是這些整流裝置存在功率因數(shù)低，交流側(cè)波形畸變嚴(yán)重等缺點(diǎn)。自從20世紀(jì)80年代后期開始將pwm技術(shù)引入整流器控制中，這種高功率因數(shù)pwm整流器技術(shù)成為國(guó)內(nèi)外研究的熱點(diǎn)[1]。
根據(jù)能量是否可雙向流動(dòng)，派生出兩類不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的pwm整流器，即可逆pwm整流器和不可逆pwm整流器。可逆pwm整流器由于能量可雙向傳輸及其優(yōu)良的控制性能，近年來(lái)在電力電子裝置中獲得了廣泛應(yīng)用，并受到學(xué)術(shù)界的關(guān)注?？赡鎝wm整流器關(guān)鍵性的改進(jìn)在于用pwm整流取代相控整流或不控整流，用斬控技術(shù)取代相控技術(shù)或不控整流技術(shù)，因此取得了以下的優(yōu)良性能:
(1) 網(wǎng)側(cè)電流為正弦波;
(2) 網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制(如單位功率因數(shù)控制);
(3) 電能雙向傳輸;
(4) 較快的動(dòng)態(tài)傳輸響應(yīng)。
顯然，可逆pwm整流器已不是一般傳統(tǒng)意義上的ac/dc變換器。由于電能的雙向傳輸，當(dāng)可逆pwm整流器從電網(wǎng)吸收電能時(shí)，其運(yùn)行于整流工作狀態(tài);而當(dāng)可逆pwm整流器向電網(wǎng)傳輸電能時(shí)，其運(yùn)行于有源逆變狀態(tài)。綜上可見，可逆pwm整流器實(shí)際上是一個(gè)其交、直流側(cè)可控的四象限運(yùn)行的變流裝置。文中將要討論的均為可逆pwm整流器，簡(jiǎn)稱為pwm整流器。
按照pwm整流器直流儲(chǔ)能形式可將其分為電壓型(升壓型或boost型)和電流型(降壓型或buck型)。電壓型pwm整流器以其簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)、較低的損耗、方便的控制和較快的響應(yīng)速度等一系列優(yōu)點(diǎn)，一直成為pwm整流器研究的重點(diǎn)。而電流型pwm整流器由于需較大的直流儲(chǔ)能電感，以及交流側(cè)lc濾波環(huán)節(jié)所導(dǎo)致的電流畸變、振蕩等問題，使其結(jié)構(gòu)和控制相對(duì)復(fù)雜化，從而制約了電流型pwm整流器的應(yīng)用與研究。
2 主電路及工作原理
圖1 三相電壓型pwm整流器(vsr)工作原理
圖1(a)中的三相電壓型pwm整流器(vsr)主電路由交流回路、功率開關(guān)管橋路以及直流回路組成。其中交流回路包括交流電壓e以及網(wǎng)側(cè)電感l(wèi)和網(wǎng)側(cè)等效電阻r;直流回路包括直流電容c,負(fù)載電阻rl和負(fù)載電壓el等。
在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，三相vsr輸出直流電壓不變，開關(guān)器件在pwm控制下開通或關(guān)斷，三相vsr交流側(cè)輸出電壓和三相pwm逆變器輸出電壓是相同的。同樣，由于輸入電感的濾波作用，忽略三相vsr交流網(wǎng)側(cè)輸出電壓的諧波，三相vsr可以看作可控的正弦三相電壓源。它輸出的基波電壓矢量v與電網(wǎng)電壓矢量e共同作用于輸入電感l(wèi)和交流網(wǎng)側(cè)等效電阻r上，產(chǎn)生輸入電流矢量i，如圖1(b)所示。其最基本工作狀態(tài)時(shí)的矢量圖如圖2所示。因此，適當(dāng)調(diào)節(jié)可控交流電壓的幅值和相位，可以獲得所需幅值和相位的輸入電流，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)整流或逆變。
圖2 單位功率因素pwm整流器矢量圖
3 系統(tǒng)模型和控制策略
三相vsr在三相靜止 (a、b、c) 坐標(biāo)系下的一般數(shù)學(xué)模型[2][3]為:
(1)
式中:sk是整流橋功率開關(guān)的單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù),當(dāng)sk=0時(shí)表明第k相下管通，上管斷，而sk=1表明第k相上管通，下管斷。
這種一般數(shù)學(xué)模型具有物理意義清晰、直觀等特點(diǎn)。但在這種數(shù)學(xué)模型中，三相vsr交流側(cè)均為時(shí)變交流量，因而不利于控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。為此，可以通過坐標(biāo)變換將三相靜止坐標(biāo)系(a，b，c)轉(zhuǎn)換成以電網(wǎng)電壓基波頻率ω同步旋轉(zhuǎn)的dq坐標(biāo)系[4]。這樣，經(jīng)坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)變換后，三相對(duì)稱靜止坐標(biāo)系中的基波正弦變量將轉(zhuǎn)化成同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的直流變量，從而簡(jiǎn)化了控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。三相靜止對(duì)稱坐標(biāo)系中的三相vsr一般數(shù)學(xué)模型經(jīng)同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換后，即轉(zhuǎn)換成三相vsrdq模型。
在變換前后功率不變的前提下，假設(shè)α軸與a軸重合，如圖3(a)所示。用通用矢量x來(lái)表示三相對(duì)稱交流量(電壓或電流)，假設(shè)三相交流量的頻率為ω。三相靜止坐標(biāo)系(a，b，c)到兩相垂直靜止坐標(biāo)系(α，β)的變換矩陣c3s/2s為
(2)
將兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系中d軸與電網(wǎng)電壓矢量e同軸，即d軸按矢量e定向，d軸分量表示有功分量，q軸分量表示無(wú)功分量。再令，初始條件下，d軸與α軸的夾角為
，如圖3(b)所示。兩相垂直靜止坐標(biāo)系(α，β)到兩相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系的變換矩陣c3s/2r為:
(3)
圖3 坐標(biāo)變換
將變換矩陣c3s/2r、c3s/2s代入三相vsr一般數(shù)學(xué)模型(1)中得三相vsr的dq模型
(4)
其中，xd、xa分別為xk(k=a,b,c的d、q分量，x=i,e,s。
又令
─三相vsr交流側(cè)電壓矢量vdq的 d分量;
─三相vsr交流側(cè)電壓矢量vdq的q分量。
得:
(5)
從三相vsr dq模型方程式(4)和(5)中可以看出，由于vsr d、q軸變量互相耦合，因此，在基于dq坐標(biāo)系模型的電流控制器設(shè)計(jì)時(shí)，需考慮這種關(guān)系。
電壓型pwm整流器的理想狀況是輸出直流電壓在一定范圍內(nèi)可調(diào)而且穩(wěn)定，輸入端電流與電壓同相，呈理想正弦波。為了達(dá)到此目的，就必須控制輸入電流的形狀和輸入電壓。從原理上來(lái)看，的確可以控制輸入電流的幅值和相位，從而達(dá)到形成理想電流波形、減少諧波提高功率因數(shù)的目的，這種控制方法即是常規(guī)幅相控制，由于其是通過控制電壓達(dá)到控制電流的，所以亦稱為間接電流控制。但在實(shí)際系統(tǒng)中這種控制方法很少得到應(yīng)用，這是因?yàn)閯?dòng)態(tài)特性差、電流超調(diào)、振蕩嚴(yán)重、響應(yīng)速度慢、系統(tǒng)穩(wěn)定性差，而且由于系統(tǒng)參數(shù)漂移也影響到實(shí)際控制效果，所以得到廣泛應(yīng)用的是直接電流控制。普通結(jié)構(gòu)是在電壓外環(huán)的基礎(chǔ)上加上了電流內(nèi)環(huán)控制，增加了系統(tǒng)的響應(yīng)速度。
為了實(shí)現(xiàn)直接電流控制，必須對(duì)d-q軸電流id和iq進(jìn)行解耦。為此，可以采用前饋解耦控制策略[4,2]，假定νd、νq的控制方程如下:
(6)
式中，iq*、id*─iq、id電流指令值;
gdf(s)─電流調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)。
(7)
顯然，基于前饋解耦控制策略，使三相vsr電流內(nèi)環(huán)(id，iq)實(shí)現(xiàn)了解耦控制，如圖4所示。
為了實(shí)現(xiàn)電壓的無(wú)差調(diào)節(jié)，引入了pi調(diào)節(jié);同時(shí)在電流內(nèi)環(huán)也引入pi控制。pwm波形的產(chǎn)生使用固定開關(guān)頻率pwm電流控制。
圖4 三相vsr電流內(nèi)環(huán)解耦控制結(jié)構(gòu)
圖5 pwm整流器的控制框圖
系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示
通過同步電路檢測(cè)得到的ωt值與ia和ib的檢測(cè)值進(jìn)行三相靜止坐標(biāo)系到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的變換，從而得到電流在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的分量id與iq，直流電壓的誤差信號(hào)經(jīng)過pi調(diào)節(jié)得到d軸電流指令值 id*，另外因?yàn)閱挝还β室驍?shù)正弦波控制，iq*=0，經(jīng)過pi調(diào)節(jié)器得到交流側(cè)電壓的dq軸給定值，然后經(jīng)過svpwm變換得到整流橋開關(guān)信號(hào)sa、sb、sc。
4 硬件與軟件實(shí)現(xiàn)
4.1 硬件實(shí)現(xiàn)
硬件電路主要包括主電路、控制電路、采樣電路和保護(hù)驅(qū)動(dòng)電路。系統(tǒng)的控制核心器件為tms320f240，是美國(guó)ti公司專為電機(jī)控制而推出的一種16位定點(diǎn)數(shù)字信號(hào)處理器，工作時(shí)鐘為20mhz，一個(gè)指令周期為50ns。它集成dsp的高速信號(hào)處理能力和適應(yīng)于電機(jī)控制的外圍電路于一體，為電機(jī)控制系統(tǒng)的數(shù)字化設(shè)計(jì)提供了一個(gè)理想的解決方案[5]。
4.2 軟件實(shí)現(xiàn)
在控制系統(tǒng)中，軟件主要的實(shí)現(xiàn)功能包括以下幾個(gè)部分:同步(過零檢測(cè))、a/d采樣、坐標(biāo)變換(3s/2s)、pi調(diào)節(jié)和svpwm波形的生成[6]等。本系統(tǒng)包含以下兩個(gè)中斷:定時(shí)器t1下溢中斷和cap過零中斷。定時(shí)器t1下溢中斷控制pwm周期，cap過零中斷啟動(dòng)電網(wǎng)頻率計(jì)算和相位同步。
系統(tǒng)程序主要部分都是在進(jìn)入定時(shí)器t1下溢中斷后完成，主程序流程圖如圖6所示。
圖6 主程序流程圖
5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
根據(jù)本文前面所述的控制方法和實(shí)驗(yàn)電路進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究。在實(shí)驗(yàn)中的各項(xiàng)數(shù)據(jù):交流側(cè)的電感為22mh; 直流側(cè)電容2200/450v,兩串兩并; ipm:三菱公司pm25rsb120; 交流側(cè)的電壓有效值為110v; 直流電壓330v; 開關(guān)頻率為10khz
(1) 經(jīng)光耦驅(qū)動(dòng)后svpwm波形，f=50hz。如圖7所示。ch1:dsp輸出svpwm，ch2:光耦輸出的svpwm。
圖7 光耦驅(qū)動(dòng)后的svpwm波形
(2) 捕獲單元輸出波形，捕獲電網(wǎng)a相電壓過零點(diǎn)。如圖8所示。
圖8 捕獲單元輸出波形
(3) ipm輸出的相電壓波形與電網(wǎng)相電壓波形
通過檢測(cè)電網(wǎng)a相電壓的過零點(diǎn)，可以任意調(diào)節(jié)ipm輸出相電壓的相位和頻率。圖9均以a相電壓為例，ch1:ipm輸出a相電壓，ch2:電網(wǎng)a相電壓。
圖9 ipm輸出相電壓波形與電網(wǎng)相電壓波形
(4) 電網(wǎng)電流波形與電網(wǎng)相電壓波形，如圖10所示。
圖10 網(wǎng)側(cè)電流波形與電網(wǎng)相電壓波形
從圖8中可以看出通過檢測(cè)電網(wǎng)a相電壓過零點(diǎn)，可以捕獲電網(wǎng)電壓的相位，同時(shí)還可以測(cè)量電網(wǎng)電壓的頻率。在獲得上述信息的基礎(chǔ)上，通過改變ipm(即三相電壓型pwm整流器vsr)輸出電壓矢量的旋轉(zhuǎn)頻率和初始相位角，可以實(shí)現(xiàn)輸出電壓矢量以任意相角跟蹤電網(wǎng)電壓矢量。從波形圖9可以看出，ipm輸出的相電壓基本實(shí)現(xiàn)了以任意相角跟蹤電網(wǎng)a相電壓，且偏差較小。從圖10可以看到，三相vsr只與交流電網(wǎng)交換有功電流，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)整流控制。
6 結(jié)束語(yǔ)
pwm整流器能實(shí)現(xiàn)整流，并且整流時(shí)電網(wǎng)電流與電網(wǎng)相電壓頻率相同，相位也相同，同時(shí)電流波形畸變較小，接近單位功率因數(shù)。pwm整流器能回收負(fù)載側(cè)能量給電網(wǎng)，回饋時(shí)電網(wǎng)電流與電網(wǎng)同頻反相，電流波形畸變較小，接近單位功率因數(shù)。
：鞏經(jīng)理
：13915946763
：南京塞姆泵業(yè)有限公司
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