1 引言
中點箝位式三電平逆變器相對于傳統(tǒng)兩電平逆變器具有明顯的優(yōu)勢，從而在中高壓大功率的場合得到了廣泛的應(yīng)用。由于開關(guān)器件承受的電壓僅為直流母線電壓的一半，對于給定的功率半導(dǎo)體器件，這種特性使得電壓型逆變器(vsi)的功率等級提高了一倍，而且這種功率等級的提高并不需要增加額外的硬件設(shè)施。另外輸出電壓的第一簇諧波集中在開關(guān)頻率的兩倍處[1-4]，這種特性進一步降低了無源器件的尺寸、重量和費用，同時也改善了輸出波形的質(zhì)量。該拓撲結(jié)構(gòu)不足之處在于:三電平vsi需要更多數(shù)量的器件，控制復(fù)雜性明顯增加以及中點電壓發(fā)生波動。
圖1 三電平中點箝位式逆變器主電路
圖2 三電平逆變器空間電壓矢量圖
電壓型逆變器的輸出性能主要取決于調(diào)制算法，空間電壓矢量調(diào)制技術(shù)(svpwm)以其易于數(shù)字實現(xiàn)，電壓利用率高等優(yōu)點，得到了廣泛的應(yīng)用。三電平逆變器電路如圖1所示，其開關(guān)狀態(tài)可用圖2所示空間矢量圖說明，所有空間矢量可以分類為零矢量、小矢量(內(nèi)六邊形的頂點)、中矢量(外六邊形邊的中點)和大矢量(外六邊形的頂點)，零矢量和小矢量都有冗余開關(guān)狀態(tài)。在三電平空間矢量調(diào)制模式中，目前最常見的就是八段對稱式svpwm[2-4],這種脈寬調(diào)制調(diào)制模式實質(zhì)上是一種單極性調(diào)制。但不同的冗余矢量處理方式會產(chǎn)生不同的空間矢量調(diào)制模式，由此可以產(chǎn)生的一種調(diào)制方式就是在空間矢量圖的內(nèi)六邊形中采用雙極性調(diào)制，其外圍三角形采用半雙極性調(diào)制或單極性調(diào)制，這種調(diào)制方法的諧波性能優(yōu)于常見的八段對稱式svpwm，而且這種調(diào)制方法十分有利于中點電壓的平衡控制。
為解決中點箝位式三電平逆變器存在的直流電容中性點電壓波動問題，人們提出了多種不同的中點電壓控制方法[5-8]。本文首先基于三電平冗余電壓矢量的不同處理，提出了一種三電平空間電壓矢量調(diào)制模式，并分析了在這種空間電壓矢量調(diào)制方式下的三相負載電流流進和流出中點對于中點電位的影響，然后基于這種調(diào)制模式提出了一種新的中點電壓平衡控制方法，這種方法只需電容電壓和負載三相電流信息，控制算法簡便易行，有利于計算機數(shù)字實現(xiàn)。最后對所提出的控制方法進行了仿真和實驗研究，實驗中采用tms320lf2407 dsp為核心控制芯片，電壓電流檢測采用高精度的霍爾傳感器。研究結(jié)果表明該調(diào)制模式及其中點控制方法是正確有效的，并且控制軟件便于實現(xiàn)，具有實際應(yīng)用價值。
2 三電平空間矢量調(diào)制
如圖2所示六個大電壓矢量將空間矢量圖分為六個正三角形區(qū)域，以大矢量pnn為起始沿逆時針每60o依次定義為扇區(qū)ⅰ、ⅱ、…、ⅵ。進一步地可以將每個正三角形區(qū)域分為4個小三角形，這樣整個空間矢量圖一共可以分為24個小三角形。任何平衡的三相參考電壓都可在空間矢量圖上以一空間矢量表示，在任何時刻，參考電壓矢量將處于這些三角形中的其中一個(假設(shè)為線性調(diào)制)。根據(jù)文獻[3]的研究，為了獲得最小的諧波畸變，參考向量應(yīng)由最接近的三個空間矢量來合成。
2.1輸出電壓矢量的作用時間
對首個60o的第ⅰ扇區(qū)進行分析，然后根據(jù)對稱性，可以得到整個360o的工作情況分析。對應(yīng)不同的逆變器調(diào)制深度，三相電壓合成的電壓空間矢量幅值也不同，則合成的電壓空間矢量端點軌跡將會分別落在圖2的內(nèi)正三角形，外正三角形或內(nèi)外正三角形之間，對應(yīng)圖3分別是a三角形，b和d三角形或c三角形區(qū)域。
圖3 扇區(qū)ⅰ中的參考矢量合成
以圖3為例分析空間電壓矢量的合成，假設(shè)期望的電壓矢量落在c三角形中，由伏秒平衡原則有:
(1)
(2)
式中，ta、tb、tc分別為矢量v1、v2、v4的作用時間，ts為空間矢量調(diào)制的控制周期，考慮到參考空間電壓矢量，可得:
(3)
(4)
(5)
式中，為調(diào)制深度。同理，可以得出參考矢量位于三角形a、c、d中三矢量的作用時間，在此略去推導(dǎo)過程。由對稱性不難得出其余5個扇區(qū)的矢量作用時間。
根據(jù)各矢量作用時間，按照中心化對稱的矢量發(fā)送順序，可以得出參考矢量位于各個三角形中時三相輸出矢量時序圖，由此就可以得到三相橋臂各開關(guān)器件的驅(qū)動信號。同時考慮到參考矢量位于不同三角形中時對冗余矢量的不同處理，分別得到不同的pwm模式，下面就這個問題作進一步分析。
2.2 參考矢量位于a三角形
為了確保光滑的輸出電壓波形，輸出電壓矢量的產(chǎn)生應(yīng)遵循以下原則:
(1) 利用p、o、n的開關(guān)狀態(tài)使得p和o之間、o和n之間能相互自由地移動，但是不允許在兩電平變化的p和n之間直接移動;
(2) 原則上不允許兩相同時進行開關(guān)動作。在本文提出的svpwm調(diào)制模式中，用于合成a三角形的輸出電壓矢量首發(fā)矢量都是零矢量ppp，這樣可以有效地避免扇區(qū)切換過程中發(fā)生矢量突變。
例如，參考矢量位于ⅰ扇區(qū)三角形a中，輸出矢量的次序為ppp→ppo→poo→ooo→oon→onn→nnn→onn→oon→ooo→poo→ppo→ppp; 當然首發(fā)矢量采用零矢量nnn也可以，則矢量發(fā)送次序為nnn→onn→oon→ooo→poo→ppo→ppp→ppo→poo→ooo→oon→onn→nnn。具體三相輸出時序圖如圖4所示，根據(jù)這個時序圖，就可以得出三相橋臂開關(guān)器件的驅(qū)動信號。由圖4(a)可以看出此時pwm生成模式為雙極性調(diào)制，在每個開關(guān)周期中各相的4個開關(guān)器件都必須開通關(guān)斷一次，所以線電壓的脈沖數(shù)是常見單極性調(diào)制的2倍。同時這種雙極性調(diào)制模式下，三角形a的兩對冗余電壓小矢量都被使用，這種特性十分有利于中點電壓的波動抑制。
圖4 輸出電壓矢量時序圖(a)a三角形(b)c三角形
2.3 參考矢量位于c三角形
同樣地，為保證輸出電壓波形的光滑性，應(yīng)有效避免扇區(qū)切換過程中的矢量突變，因此用于合成的c三角形輸出電壓矢量的首發(fā)矢量是正小矢量ppo。需要指出，如果在a三角形中首發(fā)矢量采用零矢量nnn，則此時輸出電壓矢量的首發(fā)矢量應(yīng)為負小矢量onn。具體的輸出矢量次序為ppo→poo→pon→oon→onn→oon→pon→poo→ppo;三相輸出時序圖如圖4(b)所示。可以看出此時pwm生成模式為半雙極性調(diào)制，即在每個開關(guān)周期中3相橋臂中的某一相的4個開關(guān)器件都必須開通關(guān)斷一次，同時這種半雙極性調(diào)制模式下，三角形c的兩對冗余電壓小矢量都被使用，與a三角形一樣這種特性十分有利于中點電壓的波動抑制。
圖5 輸出電壓矢量時序圖(a)b三角形(b)d三角形
2.4 參考矢量位于b和d三角形
因為用于合成位于b和d三角形的參考矢量的冗余矢量只有一對，所以此時pwm生成模式為單極性調(diào)制，即在每個開關(guān)周期中3相橋臂中的4個開關(guān)器件只有成對的一組開關(guān)器件導(dǎo)通關(guān)斷一次，另一組則保持常通或常斷，三相輸出時序圖如圖5所示。和三角形a和c不同的是，此時只有一對冗余小矢量可以用于中點電壓的波動抑制。
由上述分析可以看出，這里提出的svpwm方法和常見的8段對稱式單極性svpwm在本質(zhì)上是一樣的，都是由最近三個電壓矢量合成參考電壓矢量，不同之處在于前者在每個開關(guān)周期中各相橋臂的4個器件都必須開通關(guān)斷一次，表現(xiàn)在線電壓的脈沖波形中其脈沖數(shù)是前者的2倍。而后者每個開關(guān)周期中的各相橋臂只有成對的一組開關(guān)器件在導(dǎo)通關(guān)斷，另一組則保持常通或常斷。
因此，在相同硬件工作條件下前者調(diào)制的諧波特性要優(yōu)于后者，這一點也可以從圖6給出的這兩類svpwm模式下的輸出線電壓fft看出來。從對于冗余電壓矢量的處理來看，前者的調(diào)制方式更為有利于中點電壓的波動抑制。但是，因為開關(guān)次數(shù)多了一倍，前者調(diào)制的開關(guān)損耗特性要遜色于后者。
圖6 三電平逆變器輸出線電壓fft比較
3 中點電壓平衡的控制策略
欲使每個控制周期中直流電壓的變化為零，則需在一個控制周期ts中控制流經(jīng)中點的平均中點電流為零。而在系統(tǒng)實際運行過程中，中點電壓可能偏離平衡點位置，或者電容的初始電壓不相等，這時應(yīng)施加適當?shù)闹悬c電流/電荷，使得在一個控制周期ts內(nèi)中點電壓盡量向平衡點變化。
設(shè)每個控制周期中測得兩個直流電容電壓的偏差為:
(6)
這時施加控制后流入中點的中點電荷應(yīng)為:
(7)
其中，cdc為直流電容值，如圖1所示。
為提高中點控制性能，當參考矢量位于三角形a和c中時計算分配因子的同時應(yīng)考慮瞬時流入中點的電流極性，為簡化系統(tǒng)控制同時也便于系統(tǒng)控制的實現(xiàn)，兩對冗余小矢量的正小矢量時間分配因子k選取的原則為:
如果兩個正小矢量作用時流入中點的電流極性相同則:
tpa=k·ta，tna=(1-k)·ta，
tpb=k·tb，tnb=(1-k)·tb，
如果相反則:
tpa=k·ta，tna=(1-k)·ta，
tpb=(1-k)·tb，tnb=k·tb，
其中tpa，tpb和tna，tnb分別為兩對冗余小矢量的正小矢量和負小矢量作用時間。
考慮到圖3所示三相橋臂開關(guān)狀態(tài)，同時假定一個控制周期ts內(nèi)三相負載電流不變，分別為ia、ib、ic，并且兩個正小矢量作用時流入中點的電流極性相同，則可以得出當參考矢量位于第ⅰ扇區(qū)a三角形中時，一個控制周期里流入中點的平均中點電荷為:
(8)
令qnp=qnp0，可得到:
(9)
式(12)就是當參考矢量位于三角形a中時冗余矢量分配因子計算公式，根據(jù)此式得出的分配因子，即可以實現(xiàn)精確調(diào)整冗余小矢量的時間分配，以達到中點電位平衡的目的。
當參考矢量位于c、b、d三角形中時,同上假設(shè)可以分別得到冗余矢量分配因子計算公式:
(10)
(11)
(12)
如果此時流入中點的電流極性相反，類似地可以得出計算公式。當參考矢量位于其它扇區(qū)時，同理可以得出相應(yīng)的分配因子。
控制中點平衡所需分配因子k是以qnp=qnp0為條件得出的，但實際分配因子還將受到調(diào)整幅值的限制，必須滿足約束條件:0≤k≤1。在此約束條件下通過調(diào)整正負小矢量的時間分配，中點電位波動可以完全得到抑制。
4 仿真和實驗結(jié)果
仿真研究所采用的對稱三相負載參數(shù)為:
電阻值為12ω;
電感值為20mh;
直流電容c1=c2=220μf;
系統(tǒng)的直流側(cè)電壓為2000v;
控制周期為400μs;
基波頻率為50hz。
實驗中采用tms320lf2407a dsp為核心控制芯片的三電平逆變器實驗裝置進行了實驗研究，直流電容值為200μf，實驗中的三相異步電機參數(shù)為:380v，y接法，3kw。
圖7給出了系統(tǒng)輸出頻率f為50hz、調(diào)制深度m為0.8時的仿真運行波形，圖中t=0.04s之前沒有施加中點控制，之后施加控制，由此比較了中點電壓波動情況?？梢钥闯鑫词┘涌刂浦爸悬c直流電壓有較大的波動，加入了中點控制算法以后，電容電壓波動得到了有效的抑制。
圖7 中點電壓平衡控制仿真波形(m=0.8,f=50hz)
圖8 電機線電壓和線電流波形(m=0.6,f=30hz)
圖8為實驗運行中的電機線電壓和線電流波形。
圖9 電動機起動中點電壓波動和負載電流波形(m=0.6,f=30hz)
圖9給出了設(shè)定輸出頻率為30hz、調(diào)制深度為0.6沒有中點控制和有中點控制時的電機起動實驗中點波動和線電流波形，可以看出，系統(tǒng)有效控制了電機起動過程中的中點波動。圖10為電機運行過程中施加控制前后的中點波形。
圖10 運行中的中點電壓波形(m=0.6,f=30hz)
從以上結(jié)果可以看出，本文所提出的調(diào)制方法及其中點控制算法是正確可行的。
5 結(jié)束語
本文基于冗余電壓矢量的不同處理，提出一種三電平空間電壓矢量調(diào)制模式，這種調(diào)制模式較之常見的八段對稱式svpwm具有明顯的諧波和控制優(yōu)勢。為解決中點箝位式三電平逆變器中點波動問題，基于這種調(diào)制模式給出了一種新的中點電壓平衡控制方法。這種控制算法簡便易行，有利于計算機數(shù)字化實現(xiàn)。仿真和實驗結(jié)果證實了所提控制方法的正確性。
：鞏經(jīng)理
：13915946763
：南京塞姆泵業(yè)有限公司
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