| 引言
一種時(shí)下流行的用于降低平均電磁干擾 (EMI)的方法是大家熟知的脈寬調(diào)制(PWM) 頻率抖動(dòng)法。功率因數(shù)校正(PFC)預(yù)調(diào)節(jié)器的脈寬調(diào)制器頻率隨著輸入線路周期的變化而改變,幅度達(dá)20%。這種變化已經(jīng)被證實(shí)能夠使平均EMI降低7 dBuV ~ 10 dBuV。然而,在通用輸入線路情況下,傳統(tǒng)的PFC頻率抖動(dòng)方案會(huì)使PFC預(yù)調(diào)節(jié)器效率低于固定開關(guān)效率。本文將討論傳統(tǒng)的頻率抖動(dòng)技術(shù)是怎么使功率轉(zhuǎn)換器的“功耗更大”。另一種新的頻率抖動(dòng)技術(shù)也將在本文談到,這種新技術(shù)不僅能夠降低平均EMI,而且還能進(jìn)一步提高預(yù)調(diào)節(jié)器的工作效率。
離線式PFC預(yù)調(diào)節(jié)器 
為了評(píng)估頻率抖動(dòng)對(duì)PFC預(yù)調(diào)節(jié)器的影響,我們構(gòu)建了功率為200W的PFC調(diào)節(jié)器。轉(zhuǎn)換器用于將85V的通用輸入電壓(Vin)轉(zhuǎn)換為具有380V直流輸出(Vout)的265V RMS。圖1是簡(jiǎn)化的PFC預(yù)調(diào)節(jié)器結(jié)構(gòu)圖。
本次評(píng)估所使用的升壓電感器(L)為1mH。我們根據(jù)開關(guān)頻率(fs)以及85V RMS最小輸入電壓(Vinmin)來選擇電感器。電感器在低電壓線路處于峰值時(shí)產(chǎn)生最大紋波電流。另外,電感器的選擇必須滿足 820mA紋波電流(di)的要求。在本設(shè)計(jì)中,我們根據(jù)輸入與輸出電壓要求得出低壓線路(D)峰值電壓時(shí)的占空比為0.68。
（1）
輸出電容(Cout)必須達(dá)到220uF,以滿足要求。IRFP450 N通道FET用于開關(guān)(Q1)。
通常采用傳統(tǒng)的頻率抖動(dòng)技術(shù)(D1)降低EMI
為了能夠降低離線式預(yù)調(diào)節(jié)器的EMI,業(yè)界標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定開關(guān)頻率要隨著整流線路電壓 (VREC)的變化而在其額定值的100%和80% 之間變動(dòng)。即PWM的開關(guān)頻率將在線路交叉電壓情況下為最大值,并隨著VREC逐漸增至峰值的過程中相應(yīng)上升。
經(jīng)驗(yàn)證,傳統(tǒng)的抖動(dòng)方法（圖2）能夠降低 EMI,但是也存在潛在的不足,因?yàn)闀?huì)降低轉(zhuǎn)換器的效率。PFC 預(yù)調(diào)節(jié)器的主要損耗來自 FET 的開關(guān)損耗以及升壓二極管的反向恢復(fù)損耗。為了能用數(shù)學(xué)的方法顯示抖動(dòng)技術(shù) D1 是如何引起功率降低的,我們需要計(jì)算出 FET 的開關(guān)損耗,同時(shí)還要計(jì)算出升壓二極管反向恢復(fù)時(shí)的開關(guān)損耗。在本文中,數(shù)學(xué)分析僅限于對(duì) FET 開關(guān)損耗 (PQ1) 的評(píng)估,以及對(duì)抖動(dòng)與非抖動(dòng)開關(guān)頻率兩種 PFC 進(jìn)行比較。 
當(dāng)轉(zhuǎn)換器具有最小輸入電壓85V RMS,同時(shí)又是滿載輸出時(shí),開關(guān)損耗達(dá)到最大值,同樣需要對(duì)該值進(jìn)行評(píng)估。固定頻率方法的頻率為100 kHz。采用抖動(dòng)方法的轉(zhuǎn)換器用于使開關(guān)頻率發(fā)生變動(dòng),其變動(dòng)幅度為 125 kHz ~ 100 kHz,平均開關(guān)頻率 (favg) 為 112.5 kHz。選擇這一抖動(dòng)頻率范圍是因?yàn)樯龎弘姼衅鞯淖罴压ぷ黝l率為 100 kHz。通過計(jì)算得出固定頻率 (PQ1_fixed(fs)) 的開關(guān)損耗為 1.8 W,而估算得出的抖動(dòng)方案 D1 (PQ1_Dithered_D1(fs)) 的開關(guān)損耗為 2.0 W。所以,使用抖動(dòng)方案的 FET 開關(guān)損耗比固定頻率方法要高出 12.5%。
為了提高效率并降低開關(guān)損耗,設(shè)計(jì)人員可能希望能夠?qū)⒆畲蠛妥钚￠_關(guān)頻率分別降至100 kHz和80 kHz。然而,這樣做會(huì)使電感增加25%,因?yàn)樯龎弘姼衅鲗⒃O(shè)計(jì)為80 kHz的開關(guān)頻率,而非原來的100 kHz。
通過改變頻率抖動(dòng)方向進(jìn)一步提高通用 PFC 應(yīng)用的效率。
本文中,我們將提出一種既能夠降低 EMI 又能提高 PFC 效率的最新抖動(dòng)技術(shù)（方案 D2）,方法是使開關(guān)頻率在 80% ~ 100% 的范圍內(nèi)變動(dòng)。通過這一技術(shù),PWM 的開關(guān)頻率可以在線路電壓相交時(shí)具有最小值,而當(dāng)輸入線路電壓達(dá)到峰值時(shí)具有最大值。圖 3 的曲線圖顯示了頻率隨已整流線路電壓改變而相應(yīng)抖動(dòng)的過程。
在本設(shè)計(jì)中,電感器在提高預(yù)調(diào)節(jié)器效率的同時(shí),其頻率還可以在80 kHz ~ 100 kHz之間抖動(dòng),而且不會(huì)影響電感器的大小。此外,該方案還能使估算的平均FET開關(guān)損耗(PQ1_Dithered_D2) 降低至1.65 W。采用抖動(dòng)方案 D2 預(yù)測(cè)的 FET 損耗比采用方案D1時(shí)低25%,比固定頻率方法低10%。
方案D1與D2都需要額外的電路來改變開關(guān)頻率。
可將UCC3817固定頻率PFC控制器用于控制預(yù)調(diào)節(jié)器。要改變 PWM 控制器的開關(guān)頻率需要了解 PWM 振蕩器定時(shí)是怎樣生成的。圖4顯示了PWM 控制器中用于生成振蕩器斜坡的內(nèi)部電路。電阻器RT可設(shè)置定時(shí)電容器 CT 的充電電流。電容器 CT 在內(nèi)部比較器獲得峰值前將一直充電,并在定時(shí)電容器達(dá)到谷值前放電。該電路會(huì)生成鋸齒波形,以作為對(duì) PFC 控制器中 PWM 比較器的輸入信號(hào)。要改變開關(guān)頻率,就需要添加電路,以使電容器的充電
電流隨線路電壓而改變。 
為了能夠采用抖動(dòng)技術(shù) D1 來使預(yù)調(diào)節(jié)器的開關(guān)頻率在 125 kHz～100 kHz 范圍內(nèi)抖動(dòng),需要清除RFF、RT 以及CFF等電子元件,取而代之以圖5所示的電路。晶體管Q2和電阻器RE 形成了電壓控制的電流吸收器 (current sink)。電阻器RA通過電阻器 RD向Q2基極提供控制電壓,這樣就可以使CT的充電電流隨著線路電壓的改變而改變,繼而改變開關(guān)頻率。電容器CA用于過濾全部的高頻噪聲干擾。CFF、RFFA、RFFB、RTC 以及晶體管Q1等電子元件可共同確保頻率抖動(dòng)不會(huì)因?yàn)榫�路峰值電壓的改變而發(fā)生變化。該電路充分利用了 PFC控制器的電壓前饋(VFF)以及 PFC控制器的輸出。在該電路中,VFF的高電壓和低電壓分別為1.5V和4.5V。隨著VFF的上升,Q1將從 Q2 的基極吸收更多電流以確�？刂菩盘�(hào)的振幅不會(huì)因?yàn)榫�路電壓振幅的增大而改變。為了實(shí)現(xiàn)抖動(dòng),D2 只需將圖5中的(a)電路拆除,換上(b)電路即可。這一電路更改可以使CT 的充電電流隨著線路電壓的升高而相應(yīng)增大。本例中,我們添加了特定的電路,以使開關(guān)頻率在80 kHz ～ 100 kHz 范圍之間抖動(dòng)。
實(shí)驗(yàn)結(jié)果
我們采用固定頻率、抖動(dòng)方案D1以及抖動(dòng)方案D2三種技術(shù)對(duì) 200W 原型的效率進(jìn)行了評(píng)估,其間輸出功率最大時(shí)輸入電壓為85V RMS 以及265V RMS。與固定頻率 PWM方案相比,D1與D2 抖動(dòng)方法均能使平均 EMI 降低 7dBuV~10dBuV。采用 D2 方案的轉(zhuǎn)換器效率比采用 D1方案高 1%,比未使用抖動(dòng)技術(shù) (ND)高0.5%。圖6與圖7描述了這三種不同方法的效率情況。 
使開關(guān)頻率抖動(dòng)不會(huì)降低PF,但這不足以引起關(guān)注。預(yù)調(diào)節(jié)器的最大功率因數(shù)是在沒有采用抖動(dòng)調(diào)諧時(shí)觀察到的,其它兩種技術(shù)則使功率因數(shù)下降了1% ~ 3%。然而,滿載時(shí)的功率因數(shù)PF還是超過0.97,這樣的結(jié)果仍然是非常好的。功率因數(shù)PF的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8和圖9所示。
PFC在固定輸入或升壓輸出器上的應(yīng)用
在窄頻輸入應(yīng)用中,如歐洲離線式預(yù)調(diào)節(jié)器或升壓輸出器(boost follower)應(yīng)用,輸出電壓要比峰值輸入電壓稍高。在這些應(yīng)用中,當(dāng)整流線路電壓為輸出電壓的一半時(shí),占空比等于50%,而電感器此時(shí)具有最大的紋波電流,電感器的選擇也是基于這一最大紋波電流而做出的。在上述應(yīng)用中,我們建議采用頻率抖動(dòng)技術(shù)D1,而非D2,因?yàn)檫@時(shí)電感器設(shè)計(jì)的開關(guān)頻率將是最大頻率抖動(dòng)范圍的 90%。在這些應(yīng)用中,采用抖動(dòng)技術(shù)D1的效率將會(huì)比D2高1%。 （2） （3） （4） （5）
總結(jié)
為了降低PFC預(yù)調(diào)節(jié)器的平均EMI,實(shí)踐證明,線路電壓改變的同時(shí)開關(guān)頻率改變20%可以將平均 EMI降低7dBuV~10dBuV。然而,在通用應(yīng)用中,傳統(tǒng)的抖動(dòng)頻率會(huì)降低功率轉(zhuǎn)換器的效率。在這些應(yīng)用中,采用抖動(dòng)技術(shù)D1可以在100% ~ 80% 的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)頻率的抖動(dòng),但是會(huì)降低功率轉(zhuǎn)換器的效率。然而,如采用抖動(dòng)技術(shù)D2,可以在80% ~ 100%的轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率范圍內(nèi)使轉(zhuǎn)換器的效率高于固定頻率方案。不過,在某些應(yīng)用中,如升壓輸出器或窄頻輸入范圍設(shè)計(jì),采用抖動(dòng)方案D1仍然具有最高的效率。 |
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