| Motorola公司的MRFIC1859是個款雙頻單電源（23.6V）RF集成功率放大器,設計用于GSM900/DCS1800手持無線裝置。改變匹配電路,它也可以用于3頻GSM900/DCS1800/PCS1900裝置。3.6V下的典型特性是：GSM：Pout=35.8dBm,PAE=53%;DCS:Pout=34dBm,PAE=43%.它具有個個寬頻帶（900～,1800MHz）內(nèi)部負電壓產(chǎn)生器,此負電壓產(chǎn)生器是基于輸入載波經(jīng)2級緩沖器放大后的RF整流（見圖1）。 這種方法消除了采用dc/dc變換器類型的負電壓產(chǎn)生器時出現(xiàn)在輸出信號上的寄生信號。緩沖器也產(chǎn)生個個升壓的正電壓,此電壓可用于驅動NMOS漏極開關。
應用電路考慮
MTFIC1859典型應用電路示于圖2.可用改變適當外部元件的數(shù)值和位置來調節(jié)MRFIC1859.在調節(jié)RF時,建議加外部負電源以避免對功率放大器級的任何損壞。輸入調節(jié)不好導致不能提供足夠的RF功率來恰當?shù)夭僮髫撾妷寒a(chǎn)生器。
GSM的輸入匹配是用并聯(lián)C、串聯(lián)L的低通結構,DCS的輸入匹配是用并聯(lián)L、串聞L的高通結構。這種輸入匹配應在額定輸入功率（例如3.0dBm(GSM),5.0dBm(DCS)）下調整到最佳。由于輸入線饋送到第1級和第1級緩沖器,所以輸入匹配的調整應在緩沖器和Q1漏級匹配反復迭代來完成。應當注意,芯片上包括dC級塞電容器。
第1級緩沖放大器用短的80Ω微帶線（可以用芯片電感器替代）調諧。第2級緩沖放大器經(jīng)個個分立的芯片電感器供電和匹配。調節(jié)這兩個元件,便利從電壓產(chǎn)生器得到最大輸出。緩沖器總電流（DB1+DB2）個般為60mA左右（對于GSM）和100mA左右（對于DCS）。然而,負電壓產(chǎn)生器需要1.0μs建立時間。在此期間,兩級都偏置到IDSS,每級大約為200mA。
在引腳2可得到升壓正電壓,大約為10V（每個頻段）,可用于激勵NMOS漏極開關。
Q1漏級通過80Ω印制微帶線（微帶線也可以用分立的芯片電感器替代）供電和匹配。微帶線長度（或等效電感值）通過可調節(jié)RF去耦電容器進行調節(jié),以便在第1級上得到最大增益。
Q2漏極通過60Ω印制微帶線供電,此微帶線也用于級間匹配,以便最佳地驅動末級。
Q2G和Q2D線的長度是很短的,故無法用分立電感器替代。
Q3級經(jīng)50Ω印制微帶線饋電,微帶線必須能應付該級大電流（峰值2.0A）而沒有顯著的壓降。該線可置入內(nèi)層以節(jié)省PCB面積,或是分立的RF扼流圈。
在兩個頻段的輸出匹配是用2級低通網(wǎng)絡實現(xiàn)的。這種網(wǎng)絡是用放置在50Ω微帶傳輸線上的并聯(lián)電容實現(xiàn)的。數(shù)值和位置的選擇以達到2.0Ω的負載線,并與器件輸出分布參數(shù)成共軛匹配。該網(wǎng)絡也必須對2次和3次諧波電平作恰當?shù)慕K接。建議第1級輸出匹配電容電路采用高Q值電容器,以便獲得最好的輸出功率和效率特性。
應當指出：輸出匹配電容器類型和電源的選擇將影響H2和H3電平和效率,原因是串聯(lián)諧振頻率。
對于GSM頻段,RF去耦電容器（C17,C14,C22,C9,C1,C8）選擇47pF,而DCS頻段選擇C10,C15,C13為22pF或12pF。
電路調諧方法
用D1B（T8線）和D2Baqsg(L3電感器)使緩沖器工作在最佳狀態(tài)。同時分別用L1、C21或L2、T10調諧GSM或DCS的輸入匹配。
對于GSM或DCS,分別用D1G、D2G匹配（T9線）或D1D、D2D、G2D匹配（T9線、C8）使RF對準線性增益最佳。目標是使小信號增益最大和使小信號增益位于中心位置。線性增益應最高達40dB左右（對于GSM）和32dB左右（對于DCS）。
對GSM或DCS,分別用T4、C3、T1、C4、T2或T6、C2、T5、C6、T3使輸出匹配最佳。這些元件設定了Pout/PAE的折中關系和諧波抑制性能。
采用上述調諧方法,可以使RF性能達到最佳并為降低串擾和諧波分量找到最佳配置。
控制考慮
MRFIC1859在應用上采用了Motorola研發(fā)的GaAs IPA漏極控制技術。該方法依賴于這樣個個公式：工作在飽和模式下的RF功率放大器,它的輸出功率正比于放大器漏極電壓的平方——Pout(瓦)=k*VD(V)*VD(V)。
圖2中的控制IC MC33170用于管理所有的控制、偏置和頻帶選擇功能。當給出發(fā)送命令（TxEN為高態(tài)）時,MC33170觸發(fā)負電壓發(fā)生器NVG的電源Vdbuf(Vdbuf=Vbat),這包括給出Vneg和正電壓Vp(9.0V左右)。個旦檢測到Vneg并調節(jié)到-5.0V,則MC33170使N溝MOSFET被驅動。
NMOS用做鎮(zhèn)流晶體管,其漏-源電阻由Vramp控制。這使得功率放大器的供電電壓可從0V（Vramp=0V）到Vbat(Vramp=2.0V),從而控制輸出功率。這樣的控制方法能提供對RF輸出功率的極好的可預測性（因為輸出電壓正比于漏極電壓）而且不需要功率或電流檢測回路。
MC33170的BC引腳設置為0V（GSM）或1.0（DCS）以實現(xiàn)頻段選擇,并以此通過BiasGSM和BiasDCS引腳來偏置GSM和DCS晶體管。 |
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