一個功率放大器典型的噪聲系數(shù)是10dB,所需的增益是30dB,于是輸出噪聲功率是-84dBm,比GSM的-79dBm指標優(yōu)出5dB。
用于GSM的商用VCO產(chǎn)生的相位噪聲典型值為－163dBc/Hz。在天線處的＋33dBm輸出功率點,該數(shù)值為-163+50+33=-80dBm,因而僅比系統(tǒng)指標好1dB,這已顯示出已沒有余地來接納來自其它噪聲源的更大的噪聲貢獻了。
第三種貢獻來自于發(fā)射頻段的VCO變頻相位噪聲。考慮這樣一種情形：當發(fā)射器處在915MHz的最高發(fā)射頻率。于是在880MHz到895MHz的噪聲與載波交調產(chǎn)生在935MHz到950MHz的接收頻段內的三階分量為：2*Fc-Fn。典型情況下,變頻噪聲在發(fā)射頻段比其源信號電平低6dB。因此,在功放輸出端不是主要噪聲貢獻。
上面的全部討論僅圍繞最大輸出功率的情形,但當功率放大器不工作在最大功率點時會是怎樣變化呢？既然在最大輸出功率時放大器工作在飽和狀態(tài),那么在輸出功率減小時增益肯定會增加,且放大器不再處于壓縮狀態(tài)。方程1中的增益G會增加,而由于偏置點的偏移,噪聲系數(shù)也會增加,因此,從功率放大器輸出的噪聲功率也會增加。這個增加會有好幾個dB,視特定放大器設計的性能而定。綜合從功放來的這一增加了的噪聲和從VCO來的相位噪聲,我們就會明白對偏移調制環(huán)概念,為什么在接收頻段的發(fā)射噪聲功率會成為主要的設計問題這樣一個道理。
幸運的是,下面要講的RF2318或RF2140將為我們帶來一種解決方案。這些放大器有一個特性能能幫助解決這個問題。由于器件是偏置在近似C類放大器的方式,因此,小信號的增益明顯小于大信號的增益,即使兩個信號都同時出現(xiàn)也是如此。這就是說,射頻載波比小信號噪聲獲得更多的放大,幾乎有6dB之差。
即使在較低功率電平下,由于噪聲系數(shù)的惡化,功率放大器自身的噪聲功率輸出會增加,但混合起來的噪聲功率卻不會增加。來自VCO相位噪聲的貢獻遠遠小于以上的假設,因為噪聲獲得的放大增益很小。
這個特性是基于異質結晶體管（HBT）放大器所獨有的,已被證明在使用偏移調制環(huán)架構的系統(tǒng)中工作得非常好。
功率控制環(huán)路
GSM手機需要在不同的功率下工作,這是由基站動態(tài)控制的。為了實現(xiàn)這一點,放大器需要有一個功率控制的功能,以及當電池電壓和溫度環(huán)境變化時,由功率控制環(huán)路來調整和維持功率電平。
有兩種基本方法可用來感測輸出功率:
* 真實功率感測方法,該方法在功率放大器輸出口用定向耦合器和射頻檢波器來感測。
* 電流判斷,用進入功率放大器的電流作為對輸出功率電流的測量。
使用功率檢波器的好處是,被測功率與天線的不匹配是不相關的,這是輸出功率的真實測量。但是這種方法比用測量電流的方法造價要高。定向耦合器和檢測器都將增加這一方案的成本和體積,也加入了功率放大器之后的插入損耗。這便增加了對輸出功率的要求,也就降低了總體發(fā)射器的效率。
電流感測的概念在實現(xiàn)上既簡單又廉價,但所測得的電流大多與負載失配有關,因此較不準確。正因為如此,電流感測方法沒有被廣泛使用,圖3所示的是一個根據(jù)定向耦合器原理的功率控制環(huán)路的方框圖。
RF2138和RF2140器件
為了達到成本與性能的目標,器件有兩種不同的封裝,RF2138用于GSM而RF214用于DCS/PCS。為了實現(xiàn)最佳的靈活性,輸出匹配網(wǎng)絡被置器件的外部。這就允許電路設計師能選擇負載阻抗以獲得期望輸出電平上的最大效率。雖然GSM標準規(guī)定了在天線處要求的輸出電平,但由于RF前端在實現(xiàn)方式上的差異,所以,在功放輸出端與天線之間的插入損耗也會有極大的差異。外部匹配網(wǎng)絡允許設計者在給定的實現(xiàn)方式上獲得所需要的最大輸出功率,而另一方面也不會因過度的設計而降低效率。
為了給設計者進一步增加靈活性,GSM放大器和DCS/PCS放大器是分離的兩種器件,這就使得設計者能夠為雙頻應用作一設計,而這個設計又很容易再用在單頻手機應用上。如果真的兩個設計都是基于同樣的雙頻PCB設計上而且對單頻設計版式僅僅是沒有把全部元件裝配上去,那么在某些條件下這也免除了單頻設計的機型審批。由于有兩種器件,在布圖上也有更多的靈活性,設計者可在可用區(qū)域內自由地安排功放及匹配元件,不論元件是放在板上不同位置的兩個小區(qū)域,甚至在板的反面,還是放置在一個較大的區(qū)域內。兩種形式都給設計者提供了另一種自由度,而體積較大的混合電路或模塊電路是給不出這種方便的。
器件的射頻輸入阻抗是設計為50Ω,可以直接連到信號源上。功率放大器由三級組成,級間有片外的匹配電路,以便降低成本。圖4所示是RF2138的方框圖。RF2140有著非常相似的架構。
器件由三級組成,每一級由射頻三極管、一些反饋元件和偏置電路組成。每級的輸入是射頻晶體管的基極,輸出是同一晶體管的集電極。Vcc1和Vcc2給第一級、第二級的晶體管集電極提供電流,片上的級間電容用作本級集電級和下級基級之間的隔直作用,同時也用作阻抗匹配。所要求的阻抗變換是通過一只并聯(lián)電感和一個串聯(lián)電容來實現(xiàn)的,如圖5 所示。并聯(lián)電感由片內的壓焊線和外部的元件組成。外部電感可以是一集總電感器,一根微帶或工作在其超過諧振頻率的電容。
輸出級的供電也是以同樣方式饋給射頻輸出端。另外,輸出級的集電級也連到分開的另一個引腳2F0上。該引腳是用于在輸出級集電極上產(chǎn)生二次諧波頻率的射頻短路作用,這樣能改善效率和降低二次諧波電平。器件內部的壓焊線和外部電容、印制板走線和接地孔要靠近以便使串聯(lián)諧振頻率落在二次諧波頻段的中間。
各級的偏置電流由VAPC1和VAPC2控制。那些輸入饋給射極跟隨器,而射極跟隨器再饋給射頻三極管。APC1控制第一和第二級的偏置,APC2控制輸出級的偏置。圖6所示的是一級偏置電路的簡單原理圖。
當VAPC是0V時,器件被關閉,空閑耗電電流是10μA。當VAPC在2.6V時可獲得最大的輸出功率。器件被偏置為AB類（放大器）,所以在此電壓下,輸入端無射頻信號驅動時的空閑電流對RF2138僅為250mA,對RF2140僅為150mA。當標稱的射頻輸入電平施加上去后,RF2138的供電電流增至2.0A,RF2140增至1.3A。此時可得到最大的功率輸出。
器件原理圖及所需的外部元件如圖7所示。
對于競爭激烈的GSM手機市場,RF2138和RF2140是理想的選擇,這兩款器件提供最新的性能,價位非常有競爭力。另外,器件是極小型的,再加上兩個分立器件的布圖靈活性它們可以被裝入各種不同的空間開狀內的體積尺寸。
鑒于器件固有的的雙極特性,HBT技術能給功率放大器提供好幾個優(yōu)點：如單個正電源供電和正極性控制電壓。這對于象移動電話的低成本設計是非常重要的,因為該器件免除了對供電開關或電壓轉換器件的需要。
RF2138在3.5V供電電壓下的輸出功率是+35dBm,改變外部輸出匹配還可以對功率稍微向上或向下作些調整。在最大輸出功率時的效率是在55%到60%之間。在典型的電話設計中,噪聲功率和小信號增益都達到GSM的標準。
RF2138是為GSM度身定做的,但通過改變調諧器件,也可用于低到800MHZ的頻率上。
RF2140在3.5V供電電壓的輸出功率是+33 dBm,具有超過50%的效率。不論是在PCN還是PCS頻段,該器件都可以調諧到最優(yōu)性能�；蜻M行折衷,就是使器件在單個調諧器件條件下能在兩個頻段都有好的性能。在頻段邊沿某些性能會下降（主要是效率）。
兩款器件都適合于電流感測功率控制環(huán)路。由于HBT晶體管很低的寄生參量,供電電流與負載阻抗和輸出功率呈現(xiàn)直接的函數(shù)關系,基本上符合歐姆定律。這就意味著對于一定的輸出功率,耗電電流一個常量,與供電電壓無關。當從供電電流來測定輸出功率時,由于不必考慮電池的電壓,所以設計功率控制環(huán)就變得容易多了。
結語
在很多新的GSM手機設計上人們喜愛采用的偏移調制環(huán)結構,提供了一個大大節(jié)約成本的機會。同時,設計者又要面對這樣的挑戰(zhàn)：達到系統(tǒng)的所有要求,又不能用昂貴的濾波器。在進行一番權衡推敲之后,我們介紹了RFMD公司的兩款放大器,這些放大器將幫助設計工程師實現(xiàn)所有的系統(tǒng)指標,達到最新的性能和很有競爭力的價位。
