| 目前DSL設(shè)備越來越趨于高密化,對(duì)于DSLAM用戶,必須更好地優(yōu)化DSL線路驅(qū)動(dòng)器的性能和功耗。主動(dòng)匹配模式(Active termination)正是這種既可降低線路驅(qū)動(dòng)器功耗又能優(yōu)化其性能的技術(shù)。本文先回顧一下傳輸線路的匹配特點(diǎn),然后再研究驅(qū)動(dòng)器及其輸出阻抗,并就單端驅(qū)動(dòng)電路、高阻輸入驅(qū)動(dòng)電路、 差分驅(qū)動(dòng)電路、反向差分驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行分析和討論, 最后得出主動(dòng)反饋模式的反饋電阻的準(zhǔn)確值。 簡(jiǎn)單來說,傳輸電纜的長(zhǎng)度遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于發(fā)送信號(hào)波長(zhǎng)的場(chǎng)合需要阻抗匹配。如圖1所示,線路的特性阻抗為Zo。要獲得最大的功率傳輸,負(fù)載阻抗必須等于線路的特性阻抗。如果阻抗不匹配,部分駐波功率將會(huì)通過線路反射到信號(hào)源。為了確保駐波不再返回到負(fù)載上,線路源的阻抗也必須與線路的特性阻抗相匹配。 一個(gè)理想的電壓源的輸出電阻應(yīng)為零,所以Zs等于Zo。 驅(qū)動(dòng)放大器可作為線路的電壓源。如圖2所示,信號(hào)源的阻抗為回饋電阻和驅(qū)動(dòng)器內(nèi)阻串聯(lián)。由于反饋電路對(duì)驅(qū)動(dòng)器輸入端呈高阻特性,所以對(duì)驅(qū)動(dòng)器的輸出內(nèi)阻基本沒有影響。而信號(hào)頻率則對(duì)驅(qū)動(dòng)器內(nèi)阻起著關(guān)鍵的因素。對(duì)于ADSL局端驅(qū)動(dòng)器而言,工作頻率大約為1MHz,EL1507C的輸出阻抗為0.01Ω。由于傳輸線路的特性阻抗為100Ω并且回饋匹配電阻也為100Ω,所以驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗可以忽略不計(jì) 圖3為被動(dòng)匹配模式的基本電路。RBM是為與信號(hào)源的匹配電阻,它的值與線路的特性阻抗Zsource和負(fù)載阻抗ZL相等。放大器的輸出阻抗由增益來調(diào)節(jié),與相串聯(lián)的回饋電阻值相比可忽略不計(jì)。 ADSL采用差分線路來驅(qū)動(dòng)DMT信號(hào)。由圖4可知,電路的共模端總增益電阻RG為單端模式的2倍,雙絞線的總線路阻抗為2倍的單線阻抗Zo,這種被動(dòng)的差分模式與單端模式一樣,回饋電阻與負(fù)載阻抗相等,線路的總功率消耗非常大 被動(dòng)反饋模式雖然具有線路驅(qū)動(dòng)和匹配的功能,但也有許多缺點(diǎn)。盡管驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗值不算大,但不可忽略。由于它受頻率和失真度的影響較大,還會(huì)導(dǎo)致許多不匹配問題;回饋電阻必須與雙絞線的終端阻抗匹配,于是驅(qū)動(dòng)器輸出的電壓被回饋電阻和負(fù)載所分壓。要滿足一個(gè)負(fù)載電平,驅(qū)動(dòng)器必須輸出雙倍的電平值,不僅提高了驅(qū)動(dòng)器的電壓幅度,而且它的功耗也隨之而增加,可是回饋電阻的功率卻轉(zhuǎn)換為熱量損耗掉。驅(qū)動(dòng)器的外部總功耗同樣為負(fù)載功耗兩倍,而且還要加上驅(qū)動(dòng)器的靜態(tài)功耗。 驅(qū)動(dòng)模式中的負(fù)反饋電路可用于設(shè)置放大器的增益,而正反饋電路則可在不明顯改變驅(qū)動(dòng)器增益的條件下調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗。正反饋電路可使驅(qū)動(dòng)器模擬輸出較大的阻抗,從而可以使回饋電阻值減小。反饋量越大,回饋電阻越小。在不影響整個(gè)電路匹配的條件下,回饋電阻值的減小可使驅(qū)動(dòng)器的輸出電壓和總功耗同時(shí)降低。 主動(dòng)反饋模式的驅(qū)動(dòng)電路如圖5所示。相對(duì)于被動(dòng)模式的電路來說,僅僅增加了RP1和RP2兩個(gè)電阻便組成了正反饋回路,從而減小了回饋電阻值。 為了方便起見,我們引入一個(gè)負(fù)載阻抗和回饋電阻的比例系數(shù)K,K=ZL/RBM。使驅(qū)動(dòng)器穩(wěn)定的典型K值通常選定在4或5(可從2～10取值)。 由于采用了正反饋模式,從而增加了驅(qū)動(dòng)器的輸出阻抗,從而可使回饋電阻值減小,當(dāng)然整個(gè)信號(hào)源的阻抗不變。 這里我們給出一種標(biāo)準(zhǔn)測(cè)量電路輸出阻抗的方法。 如圖6所示,輸入端接地,將測(cè)試電壓Vx加于輸出端,Zsource=Vx/Ix。 假定：V+=V-,RBM< 依照歐姆定律,電路的等式為： 從公式中可知,正負(fù)輸入端的電壓由各自輸出端的電壓與回饋電阻的比值所決定。這些反饋電阻可模擬較大的放大器輸出阻抗,從而減小回饋電阻的阻值。 如圖7所示,先將測(cè)試電壓VIN放于輸出端, 然后再計(jì)算帶載電輸出電壓VOUT。這樣AV=VOUT/VIN 仍假定： V+=V-,RBM< 那么得出電路的等式為： K值與回饋電阻成反比關(guān)系,K值越大則回饋電阻越小。從等式中可知驅(qū)動(dòng)器的增益AV與K值與電阻的分壓比成正比。 表1為線路驅(qū)動(dòng)器的被動(dòng)與主動(dòng)反饋模式的參數(shù)比較 假定：Vout=10Vpp的正弦波、負(fù)載電阻=50Ω、K=5 由表中可得出結(jié)論：主動(dòng)反饋模式的回饋電阻比被動(dòng)反饋小了20%;主動(dòng)反饋模式時(shí)的驅(qū)動(dòng)器輸出電壓為12Vpp,而被動(dòng)模式則要20Vpp;主動(dòng)反饋模式的總功耗僅為2.4W,相對(duì)于被動(dòng)模式的4W減小了40%的功耗。 為了減小反饋電阻在電路里的附加損耗,通常都要求采用較大值的反饋電阻,從而使得總功耗更為減小。 對(duì)于DSL的驅(qū)動(dòng)模擬前端(AFE),要求后級(jí)負(fù)載呈現(xiàn)高阻抗。然而正反饋電阻的增加卻降低了驅(qū)動(dòng)器的輸入阻抗。必須對(duì)反饋電路作進(jìn)一步的改進(jìn)。在正反饋電路中加入了一個(gè)反相器,將經(jīng)過反相器倒相的反饋信號(hào)再引入驅(qū)動(dòng)器的負(fù)極輸入端,兩次負(fù)極性的信號(hào)得出正極信號(hào)。這樣就可使驅(qū)動(dòng)器的正極輸入端不受反饋電阻影響而直接與模擬前端(AFE)的輸出相連。 如圖8所示,加入的反相器可使驅(qū)動(dòng)器同時(shí)具有高輸入阻抗和主動(dòng)反饋模式的特性。然而這種單端方式必須多加一個(gè)反相器,考慮到器件占位和功耗限制的因素,對(duì)采用差分驅(qū)動(dòng)方式的DSL系統(tǒng)而言是不實(shí)用的。 如圖9所示,Rp為正反饋電阻。正反饋電路的反相信號(hào)由差分線路的另一個(gè)驅(qū)動(dòng)器輸出端所提供。電路采用交叉耦合的方式,即從一個(gè)驅(qū)動(dòng)器的輸出端引出信號(hào),然后再將其與另一個(gè)驅(qū)動(dòng)器的負(fù)相輸入端相連,注意到差分電路輸出信號(hào)反相的特點(diǎn),因此為負(fù)負(fù)得正的正極性。另外,由于從差分信號(hào)輸出端引出的輸入信號(hào)相位為零,因而輸出也沒有相位差。這里Rp等同于單端電路的正反饋電阻。 在這個(gè)電路里,由于K值和驅(qū)動(dòng)器相對(duì)于模擬前端(AFE)的輸出阻抗都呈現(xiàn)較大值,因而回饋電阻會(huì)進(jìn)一步減小。于是負(fù)載通過雙絞線可獲得絕大部分功率輸出。電路中增加的Rp正反饋電阻使線路的總功耗降低和回饋電阻減小,從而使電路既經(jīng)濟(jì)又穩(wěn)定。 當(dāng)線路的穩(wěn)定性特別重要時(shí),反相端輸入的差分驅(qū)動(dòng)電路會(huì)比正相輸入電路提供更為穩(wěn)定的性能。 如圖10所示,除了輸入阻抗有些變化和輸出信號(hào)反相之外,電路與正相輸入方式等效。 由于采用了主動(dòng)反饋模式的差分電路,使回饋電阻的大小減小了K倍,RBM=Rload/K。如果線路的負(fù)載阻抗為50Ω、K值取5,那么回饋電阻則為10Ω。被動(dòng)方式的K值則為1。在實(shí)際中,主動(dòng)模式可將K值提升到10,但通常將K值取為2～5之間。由于K值同樣也會(huì)受到電路中正反饋的影響,可以將它用于正反饋電阻適當(dāng)取值,以確保電路的穩(wěn)定性和高性能。在正反饋通路中,RP基本上與RF相等,RP=RF[K/(K-1)]。在負(fù)反饋通路中,RF必須由K值來優(yōu)化以增強(qiáng)共模方式的穩(wěn)定性,RF=Rfo(2K-1)/K�！� |
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