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在圖4所示電路中，電阻R3和R4構(gòu)成一個(gè)分壓器。R4上的電壓減去晶體管Q2基極和發(fā)射極之間的壓降(Vbe)就是R5上的電壓。因此，流經(jīng)R5的電流(IR5)為：
該電流是利用匹配的晶體管對(duì)從控制IC的引腳RT獲得的。
圖4中的電阻R2用于啟動(dòng)轉(zhuǎn)換器。在啟動(dòng)狀態(tài)下，輸出電壓為零，因而IR5也為零。由于沒有來自控制器RT引腳的電流，所以轉(zhuǎn)換器無法啟動(dòng)。增加電阻R2可以在啟動(dòng)狀態(tài)下獲得一小部分電流，并使R2的大小滿足：
IR5>>V(RT)／R2
其中V(RT)是控制器RT引腳上的電壓。滿足該條件可確保轉(zhuǎn)換器的啟動(dòng)，并將R2帶來的誤差降至最低。如選R3=R4，則有：
IR5>>VO/2R5
這里假定輸出電壓比Q2的基極-發(fā)射極壓降大得多。
這樣，根據(jù)以上各公式便可以得到輸出LED電流為：
iLED=KICLi2pk／(2×2R5)
這樣，LED電流將不再?zèng)Q定于輸入或輸出電壓。采用電阻R6、晶體管Q3和齊納二極管D2可增加過壓保護(hù)功能。在LED開路狀態(tài)下，當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電感存儲(chǔ)能量，當(dāng)開關(guān)關(guān)閉時(shí)，該能量轉(zhuǎn)移到輸出電容上。因?yàn)闆]有足夠的負(fù)載供電容放電，輸出電壓在每個(gè)周期都會(huì)逐漸升高。當(dāng)電壓升高到超過齊納二極管的導(dǎo)通電壓時(shí)，由D2和R6組成的齊納二極管分支電路開始導(dǎo)通。這也提供了一條通過Q3基極電流的路徑，使Q3導(dǎo)通。此時(shí)，電阻R4實(shí)際上被短路。因此，Q2的基極發(fā)射極的PN結(jié)將關(guān)閉，導(dǎo)致R5上的電流為零。這將停止控制器的內(nèi)部振蕩直到輸出電壓降到齊納二極管電壓以下，以上過程繼續(xù)進(jìn)行。這種猝發(fā)模式可將LED開路狀態(tài)下的平均功率降至最小。這種過壓保護(hù)方法將強(qiáng)制控制IC進(jìn)入低頻、低功率的工作模式。
齊納二極管電阻分支電路上的電流必須能在R6上產(chǎn)生足夠大的電壓，以便為晶體管基極-發(fā)射極之間的PN結(jié)提供偏置。
結(jié)束語
在帶有輸出電流反饋的開關(guān)LED驅(qū)動(dòng)器中，一般還需要反饋補(bǔ)償來穩(wěn)定轉(zhuǎn)換器，并調(diào)節(jié)電流以達(dá)到期望的電流值。這些反饋方案的瞬態(tài)響應(yīng)性能是有限的，無法滿足LED的PWM亮度調(diào)節(jié)所需要的快速開／關(guān)瞬態(tài)響應(yīng)。然而，本文所描述的轉(zhuǎn)換器并不要求任何反饋補(bǔ)償。該控制方案所用的唯一反饋信息是通過傳感電阻獲得流經(jīng)MOSFET的峰值電流。因?yàn)檗D(zhuǎn)換器在每個(gè)周期都存儲(chǔ)所需的能量，所以它可以對(duì)瞬態(tài)做出即時(shí)響應(yīng)。因此它可以很方便地與PWM亮度調(diào)節(jié)方案一起工作。
升降壓轉(zhuǎn)換器是低直流電壓輸入LED驅(qū)動(dòng)器的有效解決方案，無論輸出電壓高于還是低于輸入電壓，它都可以驅(qū)動(dòng)LED串。此外，還可在轉(zhuǎn)換器中增加小型而低廉的額外電路以克服負(fù)載調(diào)節(jié)和無負(fù)載狀態(tài)下的問題。該轉(zhuǎn)換器易于實(shí)現(xiàn)，且在峰值電流模式控制時(shí)無需進(jìn)行反饋補(bǔ)償沒計(jì)。它所具有的開環(huán)特性也使之成為那些需要PWM亮度調(diào)節(jié)的應(yīng)用中的理想選擇。
