---圖7所示的是公式1～公式11在不同VGS條件下頻率變化（100kHz～1MHz）時所繪制的曲線圖。這些圖表可在任何輸出負載電流下生成,圖為IOUT（MAX）=20A時的輸出結果,在此電流下,提高MOSFET連接點溫度主要受益于高效率。顯而易見,當IOUT=20A時,在所有考慮的頻率范圍內,VGS=9V都能顯著減少耗散功率。通過計算各VGS條件下的總耗散功率,并已知最大輸出功率,我們應用公式12繪制了圖8中的曲線。
公式12
---在選擇最優(yōu)開關頻率時,除了考慮對驅動器與MOSFET的影響,還必須考慮對功率級組件的影響。分析功率級頻率的影響作用已經(jīng)超出了本例的范圍,因此我們假定200kHz對于在優(yōu)化MOSFET與門極驅動電路以及維持相當?shù)母哳l以使功率級中無源組件尺寸最小化二者之間來說是一個較好的折衷方案。圖8中的曲線表明,在VGS=9V且IOUT=20A的條件下,頻率為200kHz時,效率提高約1.7%。
---選擇200kHz的開關頻率將有助于我們了解在所選頻率下VGS對整個負載范圍的影響。接下來,我們以200kHz為固定頻率,將公式1～公式11繪制成負載電流的曲線圖。
---圖9所示的是在固定頻率200kHz,VGS=5V與VGS=9V兩種情況下,負載電流對耗散功率的影響曲線圖。正如所預料的那樣,圖10表明了當VGS=9V且IOUT=20A時,效率提高了1.7%。然而,當IOUT小于7A時,VGS=9V使效率降低,而VGS=5V卻能提高效率。這是因為,IOUT小于7A時,低導電損耗所帶來的效率提高不再具有主導的作用,這點在公式1與公式7中顯而易見。在低負載電流時,頻率相關損耗（frequency dependant losses）開始超過電流相關（導電）損耗并起主導作用,因此,應選擇低的VGS=5V,也就是低門極電荷。
---有趣的是,通過重復上述繪圖過程,能夠優(yōu)化VGS與開關頻率的組合。在本例中,如果采用VGS=9V,頻率為200kHz,能夠在最大輸出電流時提高效率1.7%;而在較小負載電流時,代價是使效率降低。相反,如果采用VGS=5V,頻率同樣為200kHz,則在中低范圍的負載電流時效率提高,而在高負載電流時效率降低。
---生成圖7～圖10中的曲線圖所采用的詳細計算過程如下：
---控制MOSFET,VGS=5V：
Pc(5V)=(20A)2×8.7×10-3Ω×0.36=1.253W 公式13公式14
Psw(5V)= ×5V×20A×(54.3×10-9s+54.3×10-9s)×(200×103Hz)=1.09W 公式15
Pout(5V)= × ×400×10-12F×5V×200×103Hz=0.27mW 公式16
VGS=5V時驅動器IC中的耗散功率：公式17
---高控制MOSFET與門極驅動器IC的總功率損耗為公式13～公式17的損耗之和。
---PG1_TOTAL（5V）=1.253W+1.09W+0.27×10-3W+21.1×10-3W=2.36W 公式18
---控制MOSFET,VGS=9V：
Pc(9V)=(20A)2×6.4×10-3Ω×0.36=0.922W 公式19公式20
Psw(V9)= ×5V×20A×(30×10-9s + 30×10-9s )×(200×103Hz)=0.6W 公式21
Pout(9V)= × ×400×10-12 F×5V×200×103Hz=0.27mW 公式22
VGS=9V時驅動器IC中的耗散功率：公式23
高控制MOSFET與門極驅動器IC的總功率損耗為公式19～公式23的損耗之和。
PG1_TOTAL(9V) = 0.922W + 0.6W + 0.6W +0.27×10-3W+72.46×10-3W =1.595W 公式24
同步整流器MOSFET,VGS=5V：
Pbd(5V)=1V×20A×200×103Hz×(10×10-9s)=40×10-3W 公式25
Pc(5V)=(20A)2×3.37×10-3Ω×(1-0.36)=0.863W 公式26
PRR(5V)=37.5×10-9C×5V×200×103Hz=37.5×10-3W 公式27
VGS=5V時驅動器IC中的耗散功率：公式28
---同步整流器MOSFET與門極驅動器IC的總功率損耗為公式25～公式28的損耗之和。
---PG2_TOTAL(5V)=40×10-3W + 0.863W +37.5×10-3W+72.88×10-3W =1.014W 公式29
---同步整流器MOSFET,VGS=9V：
Pbd(9V)=1V×20A×200×103Hz×(10×10-9s)=40×10-3W 公式30
Pc(9V)=(20A)2×2.75×10-3Ω×(1-0.36)=704×10-3W 公式31
PRR(9V)=76×10-9C×5V×200×103Hz=76×10-3W 公式32
VGS=9V時驅動器IC中的耗散功率：公式33
---同步整流器MOSFET與門極驅動器IC的總功率損耗為公式30～公式33的損耗之和。
PG2_TOTAL(9V)=40×10-3W+704×10-3W +76×10-3W+265.85×10-3W=1.086W
公式34
---應用實例結果小結如表2所示。
---表2表明,對于Fsw=200kHz且IOUT=20A,采用VGS=9V比采用VGS=5V驅動Q1與Q2能提高整體效率近1.7%。表2中的結果與圖7～圖10中的計算圖形結果完全一致。在本例中,采用VGS=9V驅動Q1與Q2能顯著提高整體效率,然而在IOUT低于7A時,效率有所降低。表2中Q1與Q2的總損耗似乎是合理的,然而,每個MOSFET封裝的熱阻抗也應該考慮在內,這樣才能確保連接點溫度處于額定的限制范圍中。如果連接點溫度未超過選定的設計限值,則可進一步提高開關頻率。
結論
---使用給定的一組同步降壓功率級設計參數(shù),以9V而不是5V驅動MOSFET門極能夠實現(xiàn)高達1.7%的滿負載效率增加值。在本例中,在負載電流高于7A時,導電損耗起主導作用。而對于負載電流低于7A時,則開關損耗起主導作用,圖中顯示效率實際上降低了多達4％。總而言之,要獲得較高的低負荷效率可采用VGS=5V,而要獲得較高的滿負荷效率則應采用VGS=9V。當考慮采用何種VGS設計值時,查看MOSFET功率損耗公式的圖示結果能更好地理解在頻率與輸出電流變化時如何提高效益。
---如果給定條件,在電源應用中如何優(yōu)化驅動開關式MOSFET的門極驅動電流振幅？答案往往不確定,但借助于電子表格或MATHCAD,設計人員通過圖表方式考察各權衡方案與潛在效益就能進行合理的比較。
參考文獻
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---3 電源設計研討會SEM-1500主題五《剖析低壓DC/DC轉換器》,Brian Lynch與Kurt Hesse;德州儀器資料號：SLUP206
---4 《估計MOSFET開關損耗意味著更高性能的降壓轉換器》,Peter Markowski,摘自2002年12月18日PlanetAnalog.com網(wǎng)站
