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要實(shí)現(xiàn)大的增益帶寬和足夠的相位裕度，關(guān)鍵在于增大第一次主極點(diǎn)。在此電路中，增大ω_p2，可以通過(guò)減小結(jié)點(diǎn)X處的寄生電容C_P1和C_GS，同時(shí)增加G_{m N1}(增加N _N1的偏置電流)來(lái)實(shí)現(xiàn)。使用達(dá)林頓結(jié)構(gòu)作為輸入使得N₁的尺寸很小，所以C_P1和C_GS很小。ω_p3的大小取決于SiGe HBT Q₃的特征頻率F_t。電路中負(fù)載電容也是補(bǔ)償電容，為了得到合適的相位裕度，選C=1pF，整個(gè)電路偏置電流的選取是為了獲得最大的增益帶寬和最小的建立時(shí)間。

使用BiCMOS達(dá)林頓結(jié)構(gòu)做為輸入，能夠得到大輸入電阻，大跨導(dǎo)以及高特征頻率，這是單純用雙極或者CMOS技術(shù)無(wú)法達(dá)到的。但是N₁采用源極跟隨器結(jié)構(gòu)，增益約為1，這樣將降低噪聲特性。分析整個(gè)電路可知，只有晶體管N₁、N₂、N₄、N₅、Q₁、Q₂、P₅和P₆對(duì)電路的輸入?yún)⒖荚肼曈胸暙I(xiàn)。為便于分析電路的噪聲，我們把整個(gè)電路拆分為兩級(jí)，第一級(jí)是由N₁組成的源極跟隨器，第二級(jí)是由PMOS電流源作負(fù)載的共源級(jí)。忽略閃爍噪聲，僅考慮熱噪聲和閃粒噪聲，可得輸入噪聲參考電壓表達(dá)式V_i-op²/Δf如式(8)所示。

其中V_CD為第一級(jí)輸入噪聲參考電壓，V_CE為第二級(jí)輸入噪聲參考電壓。由式(10)可知，為了得到好的噪聲特性，希望Q₁具有小的基區(qū)電阻R_b，小的基極電流I_b和大的跨導(dǎo)g_m，這些在SiGe HBT中都能夠?qū)崿F(xiàn)。通過(guò)對(duì)HBT基區(qū)進(jìn)行高摻雜和加入Ge組分，與普通Si BJT相比，可以獲得高β和F_t以及低R_b。在I_c一定的情況下，高β使小基極電流I_b得以實(shí)現(xiàn)，另外可以通過(guò)增加I_c來(lái)增加跨導(dǎo)，當(dāng)然這需要在與輸出擺幅和功耗進(jìn)行折衷。

運(yùn)算放大器偏置電路采用低壓共源共柵結(jié)構(gòu)，如圖4所示，CMFB電路如圖5所示。

圖3：小信號(hào)等效電路。

仿真結(jié)果

運(yùn)算放大器幅頻特性和相頻特性如圖6所示，直流增益87dB，增益帶寬積2GHz，相位裕度60度。將運(yùn)算放大器接成單位增益反饋，運(yùn)算放大器小信號(hào)建立響應(yīng)如圖7所示，精度0.01%的建立時(shí)間為1.66ns。低頻時(shí)，噪聲的主要成份為1/f噪聲，在頻率在10M到5G之間，輸入?yún)⒖荚肼曤妷杭s為 4.0nV/√Hz。在大信號(hào)條件下，運(yùn)算放大器轉(zhuǎn)換速率超過(guò)1200V/μs。運(yùn)算放大器的基本參數(shù)如表2所示，明顯可以看出設(shè)計(jì)的結(jié)果能滿足12位 250MSPS 流水線結(jié)構(gòu)ADC的需求。

圖4：低壓共源共柵偏置。

本文小結(jié)

本文設(shè)計(jì)的高速SiGe BiCMOS 跨導(dǎo)運(yùn)算放大器，單位增益帶寬達(dá)到2GHz，建立時(shí)間僅為1.57ns(精度0.01%)，完全能夠滿足12位250M SPS模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片的需要。優(yōu)異的高速性能得益于在電路中使用了SiGe HBT。SiGe HBT與CMOS器件互補(bǔ)使用，能實(shí)現(xiàn)高增益、高速、大輸入阻抗，同時(shí)保持良好的噪聲特性。而Si工藝，無(wú)論是CMOS還是BJT都難以實(shí)現(xiàn)這種性能。

SiGe BiCMOS工藝因具有低廉的成本和較好的一致性，是大規(guī)模數(shù)字集成電路制造的基礎(chǔ)。它既有CMOS工藝的優(yōu)點(diǎn),又有良好的高頻性能，必將成為下一代集成電路工藝的首選。

圖5：CMFB電路。

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